Kaskadenschaltung mit UHF-Transistoren. Zweistufiger Verstärker mit RC-Kopplung zwischen den Stufen. Betriebsklassen von Audioverstärkern

Niederfrequenzverstärker (NF) werden verwendet, um schwache Signale, vorwiegend im Audiobereich, in stärkere Signale umzuwandeln, die für die direkte Wahrnehmung durch elektrodynamische oder andere Schallsender geeignet sind.

Beachten Sie, dass Hochfrequenzverstärker bis zu Frequenzen von 10... 100 MHz nach ähnlichen Schaltungen aufgebaut sind; der Unterschied liegt meist darin begründet, dass die Kapazitätswerte der Kondensatoren solcher Verstärker um ein Vielfaches abnehmen Die Frequenz des Hochfrequenzsignals überschreitet die Frequenz des Niederfrequenzsignals.

Ein einfacher Verstärker mit einem Transistor

Der einfachste ULF, hergestellt nach einer Schaltung mit gemeinsamem Emitter, ist in Abb. dargestellt. 1. Als Ladung dient eine Telefonkapsel. Die zulässige Versorgungsspannung für diesen Verstärker beträgt 3...12 V.

Es empfiehlt sich, den Wert des Vorspannungswiderstands R1 (zehn Kiloohm) experimentell zu bestimmen, da sein optimaler Wert von der Versorgungsspannung des Verstärkers, dem Widerstand der Telefonkapsel und dem Übertragungskoeffizienten eines bestimmten Transistors abhängt.

Reis. 1. Schaltung eines einfachen ULF auf einem Transistor + Kondensator und Widerstand.

Bei der Auswahl des Anfangswerts des Widerstands R1 ist zu berücksichtigen, dass sein Wert etwa hundertmal oder mehr größer sein sollte als der im Lastkreis enthaltene Widerstand. Um einen Vorspannungswiderstand auszuwählen, wird empfohlen, einen konstanten Widerstand mit einem Widerstandswert von 20...30 kOhm und einen variablen Widerstand mit einem Widerstandswert von 100...1000 kOhm in Reihe zu schalten und anschließend eine kleine Audioamplitude anzulegen Um ein Signal an den Eingang des Verstärkers zu übertragen, beispielsweise von einem Kassettenrekorder oder Player, drehen Sie den variablen Widerstandsknopf, um die beste Signalqualität bei höchster Lautstärke zu erzielen.

Der Kapazitätswert des Übergangskondensators C1 (Abb. 1) kann zwischen 1 und 100 μF liegen: Je größer der Wert dieser Kapazität, desto niedrigere Frequenzen kann der ULF verstärken. Um die Technik der Verstärkung niedriger Frequenzen zu beherrschen, empfiehlt es sich, mit der Auswahl der Elementwerte und Betriebsarten von Verstärkern zu experimentieren (Abb. 1 - 4).

Verbesserte Optionen für Einzeltransistorverstärker

Komplizierter und verbessert im Vergleich zum Diagramm in Abb. 1 Verstärkerschaltungen sind in Abb. dargestellt. 2 und 3. Im Diagramm in Abb. In 2 enthält die Verstärkungsstufe zusätzlich eine Kette frequenzabhängiger Gegenkopplung (Widerstand R2 und Kondensator C2), die die Qualität des Signals verbessert.

Reis. 2. Diagramm eines Einzeltransistor-ULF mit einer Kette frequenzabhängiger Gegenkopplung.

Reis. 3. Eintransistorverstärker mit einem Teiler zur Versorgung der Basis des Transistors mit Vorspannung.

Reis. 4. Einzeltransistorverstärker mit automatischer Vorspannungseinstellung für die Transistorbasis.

Im Diagramm in Abb. In 3 wird die Vorspannung an der Basis des Transistors mithilfe eines Teilers „starrer“ eingestellt, was die Betriebsqualität des Verstärkers verbessert, wenn sich seine Betriebsbedingungen ändern. In der Schaltung in Abb. wird eine „automatische“ Vorspannungseinstellung basierend auf einem verstärkenden Transistor verwendet. 4.

Zweistufiger Transistorverstärker

Durch die Reihenschaltung zweier einfacher Verstärkungsstufen (Abb. 1) erhält man einen zweistufigen ULF (Abb. 5). Die Verstärkung eines solchen Verstärkers entspricht dem Produkt der Verstärkungsfaktoren der einzelnen Stufen. Es ist jedoch nicht einfach, mit einer anschließenden Erhöhung der Stufenzahl eine große stabile Verstärkung zu erzielen: Der Verstärker wird sich höchstwahrscheinlich selbst erregen.

Reis. 5. Schaltung eines einfachen zweistufigen Niederfrequenzverstärkers.

Neuentwicklungen von Niederfrequenzverstärkern, deren Schaltpläne in den letzten Jahren häufig auf Zeitschriftenseiten präsentiert werden, zielen darauf ab, einen minimalen nichtlinearen Verzerrungskoeffizienten zu erreichen, die Ausgangsleistung zu erhöhen, die Bandbreite der verstärkten Frequenzen zu erweitern usw.

Gleichzeitig wird beim Aufbau verschiedener Geräte und der Durchführung von Experimenten häufig ein einfaches ULF benötigt, das in wenigen Minuten zusammengebaut werden kann. Ein solcher Verstärker muss eine minimale Anzahl seltener Elemente enthalten und über einen weiten Bereich von Änderungen der Versorgungsspannung und des Lastwiderstands funktionieren.

ULF-Schaltung basierend auf Feldeffekt- und Siliziumtransistoren

Die Schaltung eines einfachen Niederfrequenz-Leistungsverstärkers mit direkter Kopplung zwischen den Stufen ist in Abb. dargestellt. 6 [Rl 3/00-14]. Die Eingangsimpedanz des Verstärkers wird durch die Nennleistung des Potentiometers R1 bestimmt und kann zwischen Hunderten von Ohm und mehreren zehn Megaohm variieren. An den Verstärkerausgang können Sie eine Last mit einem Widerstand von 2...4 bis 64 Ohm und höher anschließen.

Für hochohmige Lasten kann der KT315-Transistor als VT2 verwendet werden. Der Verstärker ist im Bereich der Versorgungsspannungen von 3 bis 15 V betriebsbereit, obwohl seine akzeptable Leistung auch dann erhalten bleibt, wenn die Versorgungsspannung auf 0,6 V reduziert wird.

Die Kapazität des Kondensators C1 kann im Bereich von 1 bis 100 µF gewählt werden. Im letzteren Fall (C1 = 100 μF) kann der ULF im Frequenzband von 50 Hz bis 200 kHz und höher arbeiten.

Reis. 6. Schaltung eines einfachen Niederfrequenzverstärkers mit zwei Transistoren.

Die Amplitude des ULF-Eingangssignals sollte 0,5...0,7 V nicht überschreiten. Die Ausgangsleistung des Verstärkers kann je nach Lastwiderstand und Höhe der Versorgungsspannung zwischen mehreren zehn mW und mehreren W variieren.

Das Einrichten des Verstärkers besteht aus der Auswahl der Widerstände R2 und R3. Mit ihrer Hilfe wird die Spannung am Drain des Transistors VT1 auf 50...60 % der Stromquellenspannung eingestellt. Der Transistor VT2 muss auf einer Kühlkörperplatte (Kühler) installiert werden.

Gleiskaskaden-ULF mit Direktkupplung

In Abb. Abbildung 7 zeigt ein Diagramm eines weiteren scheinbar einfachen ULF mit direkten Verbindungen zwischen Kaskaden. Durch diese Art der Verbindung werden die Frequenzeigenschaften des Verstärkers im Niederfrequenzbereich verbessert und die Schaltung insgesamt vereinfacht.

Reis. 7. Schematische Darstellung eines dreistufigen ULF mit direkter Verbindung zwischen den Stufen.

Gleichzeitig wird die Abstimmung des Verstärkers dadurch erschwert, dass jeder Verstärkerwiderstand einzeln ausgewählt werden muss. Das Verhältnis der Widerstände R2 und R3, R3 und R4, R4 und R BF sollte ungefähr im Bereich (30...50) zu 1 liegen. Widerstand R1 sollte 0,1...2 kOhm betragen. Berechnung des in Abb. gezeigten Verstärkers. 7 ist in der Literatur zu finden, z. B. [R 9/70-60].

Kaskadieren Sie ULF-Schaltungen mit Bipolartransistoren

In Abb. 8 und 9 zeigen Schaltungen von Kaskoden-ULFs mit Bipolartransistoren. Solche Verstärker haben eine ziemlich hohe Verstärkung Ku. Verstärker in Abb. 8 hat Ku=5 im Frequenzband von 30 Hz bis 120 kHz [MK 2/86-15]. ULF gemäß dem Diagramm in Abb. 9 mit einem harmonischen Koeffizienten von weniger als 1 % hat einen Gewinn von 100 [RL 3/99-10].

Reis. 8. Kaskadieren Sie ULF auf zwei Transistoren mit Verstärkung = 5.

Reis. 9. Kaskadieren Sie ULF auf zwei Transistoren mit Verstärkung = 100.

Sparsamer ULF mit drei Transistoren

Bei tragbaren elektronischen Geräten ist die Effizienz von ULF ein wichtiger Parameter. Das Diagramm eines solchen ULF ist in Abb. dargestellt. 10 [RL 3/00-14]. Dabei kommt eine Kaskadenschaltung aus Feldeffekttransistor VT1 und Bipolartransistor VT3 zum Einsatz und der Transistor VT2 ist so geschaltet, dass er den Arbeitspunkt von VT1 und VT3 stabilisiert.

Wenn die Eingangsspannung ansteigt, überbrückt dieser Transistor den Emitter-Basis-Übergang von VT3 und verringert den Wert des durch die Transistoren VT1 und VT3 fließenden Stroms.

Reis. 10. Schaltung eines einfachen kostengünstigen Niederfrequenzverstärkers mit drei Transistoren.

Wie in der obigen Schaltung (siehe Abb. 6) kann der Eingangswiderstand dieses ULF im Bereich von mehreren zehn Ohm bis zu mehreren zehn Megaohm eingestellt werden. Als Ladung diente eine Telefonkapsel, zum Beispiel TK-67 oder TM-2V. Die über einen Stecker angeschlossene Telefonkapsel kann gleichzeitig als Netzschalter für den Stromkreis dienen.

Die ULF-Versorgungsspannung reicht von 1,5 bis 15 V, wobei die Funktionalität des Geräts auch bei einer Reduzierung der Versorgungsspannung auf 0,6 V erhalten bleibt. Im Versorgungsspannungsbereich von 2... 15 V beträgt der vom Verstärker aufgenommene Strom beschrieben durch den Ausdruck:

1(μA) = 52 + 13*(Upit)*(Upit),

wobei Upit die Versorgungsspannung in Volt (V) ist.

Wenn Sie den Transistor VT2 ausschalten, erhöht sich der vom Gerät verbrauchte Strom um eine Größenordnung.

Zweistufiger ULF mit direkter Kopplung zwischen den Stufen

Beispiele für ULFs mit direktem Anschluss und minimaler Auswahl an Betriebsarten sind die in Abb. 11 - 14. Sie haben eine hohe Verstärkung und eine gute Stabilität.

Reis. 11. Einfaches zweistufiges ULF für ein Mikrofon (geringer Rauschpegel, hohe Verstärkung).

Reis. 12. Zweistufiger Niederfrequenzverstärker mit KT315-Transistoren.

Reis. 13. Zweistufiger Niederfrequenzverstärker mit KT315-Transistoren – Option 2.

Der Mikrofonverstärker (Abb. 11) zeichnet sich durch ein geringes Eigenrauschen und eine hohe Verstärkung aus [MK 5/83-XIV]. Als VM1-Mikrofon wurde ein elektrodynamisches Mikrofon verwendet.

Eine Telefonkapsel kann auch als Mikrofon fungieren. Stabilisierung des Arbeitspunktes (Anfangsvorspannung an der Basis des Eingangstransistors) der Verstärker in Abb. 11 - 13 erfolgt aufgrund des Spannungsabfalls am Emitterwiderstand der zweiten Verstärkungsstufe.

Reis. 14. Zweistufiger ULF mit Feldeffekttransistor.

Der Verstärker (Abb. 14), der einen hohen Eingangswiderstand (ca. 1 MOhm) hat, besteht aus einem Feldeffekttransistor VT1 (Source-Folger) und einem Bipolartransistor - VT2 (mit einem gemeinsamen).

In Abb. ist ein Kaskaden-Niederfrequenzverstärker mit Feldeffekttransistoren dargestellt, der ebenfalls eine hohe Eingangsimpedanz aufweist. 15.

Reis. 15. Schaltung eines einfachen zweistufigen ULF mit zwei Feldeffekttransistoren.

ULF-Schaltungen zum Arbeiten mit niederohmigen Lasten

Typische ULFs, die für den Betrieb mit Lasten mit niedriger Impedanz ausgelegt sind und eine Ausgangsleistung von mehreren zehn mW und mehr haben, sind in Abb. dargestellt. 16, 17.

Reis. 16. Ein einfaches ULF zum Arbeiten mit einer Last mit geringem Widerstand.

Der elektrodynamische Kopf BA1 kann an den Ausgang des Verstärkers angeschlossen werden, wie in Abb. 16, oder schräg zur Brücke (Abb. 17). Wenn die Stromquelle aus zwei in Reihe geschalteten Batterien (Akkus) besteht, kann der rechte Ausgang des Kopfes BA1 gemäß Diagramm direkt an deren Mittelpunkt angeschlossen werden, ohne Kondensatoren SZ, C4.

Reis. 17. Schaltung eines Niederfrequenzverstärkers unter Einbeziehung einer niederohmigen Last in der Diagonale der Brücke.

Wenn Sie eine Schaltung für einen einfachen Röhren-ULF benötigen, dann kann ein solcher Verstärker auch mit einer Röhre zusammengebaut werden, schauen Sie sich auf unserer Elektronik-Website in der entsprechenden Rubrik um.

Literatur: Shustov M.A. Praktisches Schaltungsdesign (Buch 1), 2003.

Korrekturen in der Veröffentlichung: in Abb. In den Beispielen 16 und 17 ist anstelle der Diode D9 eine Diodenkette eingebaut.

Je schlichter das Design, desto mehr Raum für Kreativität bleibt. Die zweistufige Verstärkerschaltung ist auf Hochglanz poliert, man kann den Klang aber nach eigenem Geschmack „würzen“.

HEILIGE EINFACHHEIT

Dieses Material wurde im Gegensatz zu den meisten anderen nicht von der Redaktion bestellt, sondern kam „per Zufall“ per E-Mail an. Daher wird es keine traditionelle Vorstellung des Autors geben – mit Porträt und Komplimenten. Wir sind sicher, dass nach der Lektüre ein Porträt in Ihrer Fantasie entstehen wird, aber entscheiden Sie selbst über Komplimente.

Einführung

Eigentlich ist Klang Geschmackssache. Von der Schaltung aus habe ich versucht, Neutralität, Detailgenauigkeit und eine klanglich gleichmäßige Klangfarbe und Frequenzbalance zu erreichen, als Ausgangspunkt für weitere Verfahren. Ein bisschen wie eine leere Leinwand.

Mit Detail meine ich die Übertragung subtiler Klangfarben, Nachhall, natürliche Dämpfung von Klängen, Nachklang... Es, Detail, manifestiert sich in der Natürlichkeit der Übertragung und der natürlichen Dynamik von Klängen, die uns gut bekannt und absorbiert sind bei uns seit unserer Kindheit.

Was die Musik angeht, möchte man hier, insbesondere bei schlecht gemachten Aufnahmen, manchmal etwas nachbessern oder umgekehrt vertuschen. Bis zur Einstellung des Schalters „sanft – neutral – dynamisch“.

Infolgedessen wurden schließlich alle Lösungen durch Zuhören ausgewählt (oder abgelehnt). Das ist mein Verstärker und er klingt so, wie ich es mir vorstelle. Ohne Anspruch auf Absolutheit...

Gleichzeitig habe ich mich nicht wirklich auf die Tatsache konzentriert, dass das System keine kostenlose Intervention toleriert und nicht für Dummköpfe mit bescheidenem Einkommen geeignet ist. Doch trotz ihrer scheinbaren Einfachheit dauerte das Polieren der Verstärkerschaltung lange – mehrere Jahre. Seine Fähigkeiten entfalten sich erst mit einer guten Quelle und Akustik.

Für meine Ohren kam der Verstärker aus dem Lötkolben transparent genug, um durch die Auswahl der entsprechenden Teile jeden gewünschten Klangtyp zu erzielen. Wenn einer von euch oder euren Freunden zumindest die erste Kaskade (in der Tat liegt darin der ganze Clou!) in strengster Umgebung ausprobiert, wäre das absolut großartig! Und dann sind Verweise auf begeisterte Kritiken von nur einer Person, nämlich dem Autor des Schemas, nicht ganz überzeugend.

Dies ist zunächst der Anodenwiderstand der ersten Stufe und der Zwischenstufenkondensator. Nun ja, auch die anderen Komponenten bedeuten etwas...

Teil 1

Auf geht's! Das Eingangssignal wird über die Anti-Ringing-Drossel Dr1 dem Gitter der Lampe L1 zugeführt. Die Wahl einer Drossel anstelle eines herkömmlichen Widerstands erklärt sich vor allem aus den besseren Klangeigenschaften im Vergleich zu einem herkömmlichen Widerstand. Es ist auch zu beachten, dass die 6S17K-Lampe bei HF Instabilität aufweist. Der Choke eliminiert die Eigenerzeugung, ohne merkliche Verzerrungen hervorzurufen. Natürlich löst die Verwendung eines normalen 1-kOhm-Widerstands dieses Problem auch, beeinträchtigt jedoch leicht den Klang.

Die erste Stufe ist nach einer Schaltung mit fester Vorspannung aufgebaut. Der Aufbau der Rennstrecke wurde durch folgende „technische Vorgaben“ bestimmt:

Ausfall des Parallelkondensators im Kathodenkreis;

Verhinderung unerwünschter negativer Rückkopplungen im selben Stromkreis durch einen „klassischen“ Widerstand;

Ablehnung des ersten Transferkondensators;

Betrieb mit einer Musiksignalquelle ohne Gleichstromanteil am Ausgang.

Daher war es unmöglich, die Aufgabe, die Gitterverschiebung zu organisieren, der Signalquelle zuzuordnen. Es wurde eine Schaltung mit einem Kathodenwiderstand von sehr kleinem Wert (von Bruchteilen bis zu einigen Ohm) entwickelt und getestet, wobei der erforderliche Spannungsabfall nicht wie bei der klassischen Schaltung durch den Lampenkathodenstrom, sondern durch dessen Zuführung erreicht wurde Widerstand mit einem großen Strom aus einer separaten Quelle. In der Praxis war eine solche Quelle ein +6,5-V-Glühfadenstabilisator.

Zunächst wurde der erforderliche Strom über einen externen Widerstand eingestellt, dessen Wert aus der erforderlichen Vorspannung an der Kathode ermittelt wurde. In einer speziellen Schaltung erwies es sich als möglich, den Glühstrom der 6S17K-V-Lampe selbst (300 mA) zu nutzen, insbesondere da einer der Anschlüsse des Glühfadens mit der Kathode im Inneren der Lampe verbunden ist. Es gab viele Zweifel an der Qualität der Schaltung, es gab Bedenken, dass Störungen durch den Filamentstabilisator in das verstärkte Signal gelangen könnten, aber alles lief gut.

Der Filamentregler ist nichts Besonderes: ein Low-Dropout-Diodenbrückengleichrichter, ein 10.000uF/16V-Elektrolytkondensator und ein 7806-Siliziumdiodenregler in Reihe mit Masse, um die Spannung von 6 auf 6,5V zu erhöhen.

Der Klang war deutlich besser als bei Schaltungen mit Netzeingang und/oder Bypass-Kathodenkondensator, unabhängig von der Qualität dieser Kondensatoren. Im Laufe eines Jahres bin ich zweimal zu „klassischen“ Schaltungen mit Kondensatoren an den angegebenen Stellen zurückgekehrt und war immer von deren Fehlerhaftigkeit überzeugt.

Auch unerwünschte Rückkopplungen auf den Kathodenwiderstand sind aufgrund seines geringen Wertes praktisch nicht vorhanden.

Ich werde nicht auf der absoluten Neuheit dieser Lösung beharren, aber jeder, der eine andere Verstärkerschaltung mit einem solchen Trick findet, wirft einen Stein nach mir!

Teil 2

Im Prinzip können unter „normalen“ Bedingungen alle Eingangslampen mit niedriger Vorspannung verwendet werden. In diesem Fall ist es besser, den Vorstrom mit einem separaten Widerstand einzustellen und ihn nicht wie ich durch den Glühfaden zu treiben. Dies hat aber keinen Einfluss auf den Klang - überprüft. Ich habe alle Arten von Röhren ausprobiert, von 6S2P über 6S3P bis hin zu Exoten wie 6S53N Nuvistors oder Subminiatur-Trioden, aber der Gewinn war immer noch kläglich unzureichend. Unterwegs stellte ich fest, dass die beworbene 6S45P-Röhre tatsächlich nicht so gut ist – der Klang ist matschig und verschwommen. Aber der 6S3(4)P ist wunderbar und die Nuvistoren sind einfach großartig! Aus der Erfahrung von Freunden und Bekannten kann ich auch sagen, dass man bei 2S4S mit traditionellem Eingang bei 6Zh4 (ausländische Analoga - 6AS7, 6F10, 6AJ7) in Triodenschaltung und Zwischenstufentransformator Halt machen kann.

Mit einer größeren Vorspannung wie 6H8C ist dies möglich, allerdings muss die Spannung der Hilfsquelle auf 30 Volt erhöht werden, was unpraktisch ist.

Meine endgültige Wahl einer Lampe für die Eingangsstufe wurde durch mehrere Anforderungen bestimmt. Erstens wollte ich mich auf eine einfache zweistufige Verstärkerschaltung beschränken. Zweitens, um eine Empfindlichkeit von nicht schlechter als 0,15 - 0,2 V zu erreichen, da die Eingangsstufe des Verstärkers direkt mit dem Signal arbeiten sollte, das vom Stromausgang des DAC kommt.

Der DAC ist sehr einfach: ein AD1860-Wandler, dessen Stromausgang an einen 619-Ohm-Widerstand geht. Dieser Widerstand wird im Diagramm mit R1 bezeichnet. Keine Filter. Die DAK-Box (ehemals DAC-in-BOX Audio Alchemy) wird direkt im Verstärkergehäuse platziert, die Drähte von der Box werden zur Eingangslampe geführt und der Widerstand R1 wird sofort angeschlossen. Die Idee war folgende: Den Strom so weit wie möglich vom DAC entfernen, um unempfindlich gegenüber Nichtlinearitäten von Kontakten und Lötungen zu sein, und den Widerstand des I-U-Wandlers direkt an der Eingangslampe anlöten. Der Widerstand ist übrigens ein unbedrahteter Typ C6-9 mit Abmessungen von ca. 1 x 1 x 1,5 mm.

Und dann wurde im Nachschlagewerk eine bisher unbekannte Lampe 6S17K-V entdeckt. Zuerst blätterte ich es durch, ohne hinzusehen, und kam zu dem Schluss, dass es sich um ein weiteres Generatorprodukt mit den „richtigen“ Eigenschaften handelte. Darüber hinaus war er aufgrund der Verbindung von Filament und Kathode im Inneren des Zylinders für fast alle Standardverbindungen ungeeignet, was offenbar sein völliges Fehlen in Schallverstärkungsschaltungen erklärt. Die Unmöglichkeit, diese Lampe in eine Fassung einzubauen, schreckte offenbar auch Verstärkerbauer ab. Und der letzte Nagel im Deckel war mit der lächerlichen Betriebszeitangabe von 200 Stunden laut Fachbuch eingeschlagen.

Doch dann siegte die Vernunft und folgende Dinge wurden klar:

1. Die Lampe passt perfekt zu meinem Bias-Design.
2. Eine Verstärkung von etwa 150 – 180 ermöglicht es Ihnen, mit zwei Stufen die gewünschte Empfindlichkeit zu erreichen.
3. Die Lebensdauer des Einsatzes für diese Lampe beträgt tatsächlich 2000 Stunden, und unter Berücksichtigung der Unterlast in Bezug auf Leistung (1,2 W bei maximal 2) und der reduzierten Glühfadenspannung (5,7 V, wie aus der Betrachtung leicht zu berechnen ist Diagramm) können Sie davon ausgehen, dass die Lebensdauer nicht schlechter ist als die von Elektrolytkondensatoren.
4. Durch den Verzicht auf unnötige Kontakte, Leitungen und Lötstellen wirkt sich die direkte Montage positiv auf den Klang aus.
5. In einer realen Schaltung ist die Lampe sehr linear, und speziell in meiner Schaltung gibt es einen Spielraum von 6–8 dB für Überlastung, bevor hörbare Verzerrungen auftreten. Darüber hinaus kann dies beurteilt werden, wenn der Lautstärkeregler wie bei mir eingeschaltet ist, aber das gerät uns etwas voraus.
6. Ein Wermutstropfen ist: Lampen haben eine große Bandbreite an Parametern...
7. ...aber noch ein kleiner Trost: Trotz der hohen Flankensteilheit (10 mA/V) und einer Verstärkung von etwa zweihundert leidet die Lampe nicht unter einem Mikrofoneffekt.

Ja, mit Vinyl funktioniert es nicht, und mit einem guten Tonbandgerät funktioniert es auch nicht – es gibt keinen Eingangs-Headroom. Sogar im Allgemeinen Rücken an Rücken, und für einen DAC ist der Gewinn verrückt. Und es gibt auch Eingangstrancen ... Aber trotz der scheinbaren Schwäche des 6S17K-V als Treiber ist alles viel besser, als man erwarten könnte. Im 2S4S-Modus ist mir keine Instabilität aufgefallen. Die Ausgangsimpedanz des Lautstärkereglers beträgt in der Mittelstellung maximal 25 kOhm, ein recht kleiner Wert. Und niemand macht sich die Mühe, den Leckwiderstand um mindestens das Zehnfache zu reduzieren und gleichzeitig die Kapazität zwischen den Stufen zu erhöhen. Letztlich sprechen wir über ein konkretes und praktikables Schema.

Mein Versuch, eine „schwedische Familie“ zwischen 6S17K-V, DAC und 2S4S zu schaffen, erwies sich also als recht erfolgreich! Und jetzt, während Sie diese Zeilen lesen, funktioniert alles großartig. Zudem ohne hörbare Verzerrung, trotz vollem Schwung am Eingang. Ich höre es mir jeden Abend an. Wahrscheinlich sind Referenzdaten und Realität, wie in Odessa, zwei große Unterschiede.

Ich wiederhole jedoch noch einmal: Wenn eine solche Verstärkung nicht erforderlich ist, ist es durchaus möglich, etwas Traditionelleres zu installieren, fast ohne die Schaltung zu ändern. Wenn sich einer von Ihnen für die Nutzung entscheidet, wird er selbstverständlich entsprechend seiner Vision und seinen Wünschen Änderungen daran vornehmen. In diesem Fall ist es besser, den Lautstärkeregler an seine gewohnte Stelle zu verlegen – an den Eingang. Und das ist alles – es funktioniert mit jeder Quelle!

Teil 3

Das verstärkte Signal wird vom Anodenlastwiderstand R2, Lampe L1, abgenommen und gelangt zum Lautstärkeregler, der über einen variablen Widerstand R4 erfolgt.

Zuvor habe ich über drei Möglichkeiten nachgedacht, die Lautstärkeregelung einzuschalten:

1. Parallel zum Anodenwiderstand R2. Die Nachteile liegen auf der Hand: Beim Einstellen kommt es zu einer kurzfristigen Änderung des DC-Modus des Verstärkers und mit ziemlicher Sicherheit schleichen sich Raschelgeräusche vom Motor in das Tonsignal ein. Darüber hinaus war ich beunruhigt über die Meinung von Seryozha Rubtsov, dass es unzulässig sei, bei diesem Widerstandstyp eine signifikante konstante Vorspannung anzuwenden.
2. Der Widerstand ist über einen Entkopplungskondensator geerdet. Dies ist, was in meinem Plan getan wurde. Als Entkoppler wird Black Gate (C2) verwendet, das mit Fluorkunststoff (C3) überbrückt ist. Der maximale Spannungshub nimmt leicht ab, was durch eine Erhöhung der Versorgungsspannung leicht ausgeglichen werden kann. Deshalb ist sie in der ersten Kaskade höher als in der zweiten.
3. Der Widerstand ist direkt geerdet. Die Nachteile sind ähnlich wie bei Punkt 1. Darüber hinaus wird durch die Bildung eines Teilers R2/R4 der maximale Spannungshub der ersten Stufe stark reduziert. Es wird nicht funktionieren, obwohl der Verzicht auf einen Kondensator theoretisch den Klang verbessern könnte.

Firma „ERAudio“ (ehemals „NEM“), Nowosibirsk. - Ca. Hrsg.

Die Verlagerung des Reglers von den Eingangskreisen in die Mitte des Kreises lässt sich einfach erklären: Sein negativer Einfluss auf den Klang ist trotz der hohen Kosten und der Versuche, ihn über den G-Reglerkreis einzuschalten, zu stark. Die kompromisslose Konstruktion der ersten Stufe schien die Lautstärkeregelung in die Hochstromabschnitte der Schaltung zu verlagern. Ich sage gleich, dass eine solche Konstruktion nur möglich ist, wenn die Abwesenheit von Spannungsüberlastungen der ersten Stufe garantiert ist. Bei einer digitalen Quelle stellt dies kein Problem dar (Sie können nicht über 0 dB springen), aber beispielsweise bei einem Tonbandgerät müssen Sie vorsichtig sein. Bei Vinyl oder einer beliebigen Quelle müssen Sie den Regler an seinen Standardplatz am Anfang der Schaltung zurückbringen oder für solche Quellen ein einstellbares (oder ungeregeltes) Dämpfungsglied am entsprechenden Eingang vorsehen.

Wenn für den Anodenversorgungskondensator der ersten Stufe C1 keine Umgehung erforderlich ist, ist dies für C2 wünschenswert. Ich erkläre es so: Der niedrige Innenwiderstand der Lampe L1 (mehrere kOhm) bildet mit dem hohen Widerstand der Anodenlast R2 einen Teiler, der mögliche schmutzige Tricks des Kondensators C1 effektiv vom verstärkten Signal abschneidet. Das heißt, das Signal wird hauptsächlich von der Lampe bestimmt.

Wenn der Regler am Anfang des Sektors positioniert ist, kann der Einfluss von C2 erheblich sein. Die Praxis hat gezeigt, dass dies so ist. Selbst Black Gate ist nicht perfekt! Der Einfluss äußert sich vor allem in einer schwachen, aber spürbaren Schärfe der Spitze sowie teilweise in deren Einsturz. Wenn es etwa eine Stunde lang warm wird (nicht „esoterisch“, sondern die Temperatur selbst), schwächen sich diese Effekte deutlich ab und der Klang verbessert sich und wird merklich „naturalisiert“.

Eventuell sollten die Kondensatoren der „K/FK“-Serie von Black Gate verwendet werden, die speziell für den Einsatz in Audioschaltungen konzipiert sind und einen niedrigen Rauschpegel von weniger als 150 dB aufweisen. - Ca. Hrsg.

Die „esoterische“ Erwärmung des Kondensators hängt in erster Linie mit dem Formprozess zusammen, der jedes Mal auf die eine oder andere Weise auftritt, nachdem Spannung an die Elektroden angelegt wurde. - Ca. Hrsg.

Warum das so ist, erfahren Sie bei Klaus (www.klausmobile.narod.ru). Er hat einen Link zu Studien über Nichtlinearitäten und Verluste von Kondensatoren, in denen sehr deutlich gezeigt wird, wie stark (wie oft!) sich die Eigenschaften von Elektrolytkondensatoren beim Erhitzen verbessern.

Die Wahl des Shunt-Kondensatortyps ist eine Frage, die ich noch nicht vollständig geklärt habe, aber keine große: entweder Fluorkunststoff oder Papieröl. Vielleicht auch Glimmer. Und alle. Keine anderen Filme „rollen“ – das habe ich schon verstanden. Das Problem mit dem „Öl“ konnte mangels der notwendigen Kondensatoren nicht gelöst werden. Die Experimente sind noch nicht abgeschlossen, der Prozess läuft noch ...

Teil 4

Vom Lautstärkeregler wird das Signal über den Koppelkondensator C4 dem 2C4C-Gitter zugeführt. Es gibt keinen Anti-Ringing-Widerstand, da meine Experimente gezeigt haben, dass er völlig nutzlos ist. Der Aufbau der zweiten Kaskade weist keine Besonderheiten auf, außer dass anstelle eines leistungsstarken variablen Widerstands zur Organisation eines künstlichen Mittelpunkts in der Kathode zur Minimierung des Hintergrunds zwei konstante Widerstände verwendet werden. Erfahrungsgemäß reicht es völlig aus, Festwiderstände mit einer Toleranz von nicht schlechter als 1 % zu verwenden. Die hohe Qualität dieser Lösung ist offensichtlich und es gibt zumindest bei 2S4S keine Probleme mit dem Hintergrund.

Die Art der Widerstände ist hier nicht sehr kritisch. Dabei kann es sich um Draht- und Metallfolien-Präzisionsausführungen handeln. Wir müssen nur Kohlenstoff und alle MLTs vermeiden. Ein kleiner Nennwert mit einer geringen Verstärkung und einem Anstieg von 2C4C führt bei diesen Widerständen zu keinem nennenswerten OOS, was wiederum keine besonderen Maßnahmen zur Beseitigung dieses OOS erfordert.

Sie können feststellen, dass die Lampen in meiner Schaltung mit einer gewissen Leistungsüberlastung an der Anode verwendet werden. Das ist aus Gier, achten Sie nicht darauf, zumal seit über einem Jahr nichts an den Lampen gemacht wurde.

Die Widerstände R8, R9 und R10 dienen dazu, mögliche Nichtlinearitäten in den Ausgangskondensatoren der Stromversorgung des Verstärkers abzuschneiden. Dies wird wiederum durch die Bildung eines Teilers erklärt, der aus dem Innenwiderstand des Black Gate im Verstärker (nicht mehr als einige zehn mOhm) und den oben genannten Widerständen selbst besteht. Darüber hinaus reduzieren diese Widerstände die induktiven Störungen, die bei der Bildung externer geschlossener Schleifen von Anschlussdrähten auftreten können, erheblich. Ich habe noch keine speziellen Experimente durchgeführt, um den Einfluss dieser Widerstände auf den Klang zu ermitteln.

Am Ende des ermüdungsarmen Weges erreicht das Signal der 2C4C-Anode die Primärseite des Ausgangstransformators, von dem nur eine außergewöhnlich hohe Qualität und ein sehr „schlechter“ Preis zu verzeichnen sind. Ich bewerte seine Qualität ganz einfach: Es ist völlig „transparent“ für den Klang, seine Präsenz im Pfad ist nicht wahrnehmbar. Selbst die kleinsten Änderungen an der Schaltung, einschließlich zusätzlicher Lötarbeiten und sogar des Verschiebens des Kabels, werden sofort in meinen Lautsprechern hörbar.

Wenn Sie sich das Diagramm genau ansehen, werden Sie feststellen, dass der gemeinsame Filamentdraht der ersten Stufe und der gemeinsame Anschluss der Kondensatoren C6 + C7 nicht direkt mit dem gemeinsamen Punkt verbunden sind. Das ist kein Zufall, aber zu den Gründen verrate ich vorerst noch nichts. Es müssen noch einige Geheimnisse übrig sein ...

Über leckeres und gesundes Essen

Die Stromversorgung habe ich ferngesteuert mit separater Stromversorgung für Filament, Vorschaltung und Endstufe. Die Verbindung zum Verstärker erfolgt über einen riesigen Steckverbinder in Militärqualität mit versilberten Kontakten. Alle Hauptspannungen des Geräts, mit Ausnahme der Filamentspannungen, werden geregelt, wofür die einfachsten Stabilisatoren auf Hochspannungs-Feldeffekttransistoren verwendet werden. Schwören Sie nicht, dass die Stromversorgung eine Diode ist! Aber mit Maßnahmen zur Unterdrückung von Rauschen im Allgemeinen und zur Reduzierung von Störungen durch Dioden im Besonderen.

„...Wenn Sie für die erste und zweite Stufe getrennte Stromversorgungen haben, können Sie ganz einfach auf einen Trennkondensator verzichten. Sie verbinden das Ausgangslampengitter direkt mit der Eingangsanode (es liegt ein konstantes Potential von +200 Volt an) und aus einer Schwachstromquelle – von der die erste Stufe gespeist wird – erhalten Sie über einen hochohmigen Widerstandsteiler eine Potential von +245 Volt, und an diesen Punkt schließen Sie die Kathode der ersten Lampe an. Ein leistungsstarkes Netzteil, das glücklicherweise isoliert ist, wird mit dem Minuspol an die Kathode der Ausgangslampe und mit dem Pluspol an das „kalte“ Ende des Transformators angeschlossen. Dadurch entfällt der Übertragungskondensator und die gesamte Schaltung mit fester Vorspannung. Es werden zwei Widerstände und (leider) ein Hochspannungskondensator hinzugefügt, der den „Masse“-Zweig des Widerstandsteilers umgeht. Die Methode, mit der Sie die Lautstärke geregelt haben, ist auch in dieser Konfiguration angemessen.“ - Ca. sympathischer Andrei aus dem Internet.

Am Ausgang des Netzteils befinden sich „weiche“ Stabilisatoren nach dem einfachsten Schema: ein Feldschalter im Repeater-Modus und eine Halbleiter-Zenerdiode in der Gate-Schaltung. Der Ausgang der Zenerdiode ist über einen Reihenwiderstand mit einer großen Kapazität verbunden, die am anderen Ende mit dem gemeinsamen Draht verbunden ist – sie sorgt für einen sanften Start und eliminiert mögliche Pulsationen, Störungen und Rauschen. Parallel zum Kondensator liegt ein variabler Widerstand, dessen Motor mit dem Tor verbunden ist. Alle!

Hochspannungs-Pulsgleichrichterdioden. Hier eignen sich alle zum Schalten geeigneten Netzteile mit einer zulässigen Sperrspannung von mindestens dem Dreifachen der gleichgerichteten Spannung. All dies ist jetzt auf jedem Radiomarkt leicht zu finden. Konkret waren die K20-39 einfach zur Hand.

In Reihe mit den Dioden liegen 10-Ohm-Widerstände und parallel zu den Dioden (jeweils parallel) eine 0,1-µF-Keramikkapazität. Am Eingang des Gleichrichters liegt eine Kapazität von 0,1 mF, am Ausgang 1,0 μF.

Der Filamenttransformator ist TPP 304, der Anodentransformator mit geringer Leistung (zur Versorgung der Vorstufe) ist TA 84-220-50, der Anodentransformator mit hoher Leistung ist TS180. Anodentransformatoren sind über einen Rauschunterdrückungsfilter mit dem Netzwerk verbunden. Dadurch erwies sich der Verstärker als völlig unempfindlich gegenüber Störungen aus dem Netzwerk, selbst gegenüber den Klickgeräuschen eines alten Kühlschranks.

Auf dem Monitor erkennt man, dass es sich um einen C-L-C-Filter handelt.

Ich habe vor, ausländische Markentransformatoren zu bestellen oder zu kaufen, sonst wecken inländische Produkte kein Vertrauen - sie brummen.

Sie können auch benutzerdefinierte „Elektronenkomplexe“ ausprobieren. - Ca. Hrsg.

Natürlich habe ich ein Modell der Stromversorgung mit den Kenotrons 5Ts3S und 6Ts4P erstellt. Nun, was wäre ich ohne das! So aufrührerisch es auch sein mag, in meiner Schaltung zeigte es keine nennenswerten Vorteile gegenüber einem Halbleiter-Netzteil. Fakt ist vielleicht, dass beide Netzteile große Ausgangskapazitäten von 470 μF verwendeten und ich die Störungen der Diodenbrücke effektiv beseitigen konnte. Darüber hinaus ist der Stabilisator, da er lediglich ein Quellenfolger ist, gegenüber Lastschwankungen völlig gleichgültig. Also musste ich das Kenotron-Netzteil weglegen und vergessen, da die Spannung in meiner Steckdose frei zwischen 170 und 220 V schwankt. Dank unserer Militärindustrie dauert der Blockwechsel auf jeden Fall eine Minute.

Teil 5

Klanglich reagierte die Schaltung sehr empfindlich auf die Qualität der Montage und den Lötaufwand, so dass die Kathodenschaltung radikal verkleinert werden musste: Der Kathodenwiderstand wurde mit einem Anschluss direkt an den Lampenfuß gelötet und der andere mit dem gemeinsamen Punkt des Stromkreises. Die Installation der Eingangsstufe und der Lautstärkeregelkreise erfolgt mit Jensen-Silber-Monocore mit einem Durchmesser von 0,8 mm. Alle anderen Stromkreise bestehen aus Kupferdraht.

Außerdem reagiert diese Schaltung sehr empfindlich auf die Art des Kathodenwiderstands. Carbon-Modelle, einschließlich BLP, erwiesen sich als einfach ekelhaft, Draht-Modelle waren zufriedenstellend, mehr aber auch nicht. Mir gefielen die PTMN überhaupt nicht, obwohl ich eine riesige Anzahl davon für Experimente gesammelt habe. Als Abstimmelement zur Erzielung der gewünschten Klangfarbe des gesamten Verstärkers ist der Kathodenwiderstand ungeeignet.

Der Anodenwiderstand der ersten Stufe ist das ideale Element für die nötige Nachbesserung des Verstärkerklangs! Die Wahl des Typs dieses Widerstands hat direkten Einfluss auf den Klang.

Derzeit habe ich diesen Tantalfolienwiderstand, aber ich konnte mich immer noch nicht endgültig zwischen ihm und dem Riken Ohm entscheiden. Ihr Klang ist anders: Riken Ohm verleiht den Mitten eine sehr schöne Farbe, eine besondere Dynamik, mildert die Höhen und verwischt die Details leicht, während Tantal steril und sehr detailliert ist.

Es waren Tantalwiderstände, mit denen ich überfallen wurde. Nachdem ich vor etwa einem Jahr meine Gedanken im Internet (www.dvdworld.ru/cgi-bin/audiobbs.pl) über die Klangqualität verschiedener Widerstände geäußert hatte, lehnte ich Tantal ab. Doch meine späteren Recherchen ergaben, dass es sich hierbei um eine Falle handelte, vor der ich selbst warnte, in sie zu tappen. Tatsache ist, dass eine gute Komponente „schlecht“ erscheinen kann, wenn aufgrund ihrer Installation im Stromkreis die Mängel anderer Pfadkomponenten auftreten. Und die Schärfe des Klangs, die mir damals als eine Eigenschaft von Tantal erschien, entpuppte sich tatsächlich als Nachteil meines damaligen DAC. Jetzt hat die Gerechtigkeit gesiegt, aber ich mag den Klang von Riken Ohm immer noch.

Bei der Leckage der ersten Stufe ist es besser, etwas Film zu verwenden – gut und präzise. Es ist kein Zufall, dass ich von Präzisionswiderständen spreche. Normalerweise bedeutet dies eine generelle Verbesserung der Qualität des Widerstands. (In der zweiten Stufe ist es nicht so kritisch – Sie können sowohl Folie als auch Kohlenstoff verwenden.) Ich vermute, dass Tantal- oder Kupferfolie noch besser sind, aber bisher konnte ich sie für so niedrige Stückelungen nicht finden. Die besten hier bisher waren inländische C2-10.

S2-10 sind hochfrequenzgenau, was bei äußerer Betrachtung deutlich sichtbar ist. Haupteigenschaften:

• Glänzende, unlackierte Kappen.
• Auf der leitenden Schicht befinden sich keine spiralförmigen Rillen – nicht induktiv.
• Es gibt Spuren von Anpassungen – Längsschnitte mit einer Diamantklinge.
• Bei einigen Widerständen weist die leitende Schichtbeschichtung einen dunkelbläulichen Metallton auf.

Was die Wahl des Kondensators C4 angeht, ist meine Wahl des FT einfach festgelegt – das ist das Beste, was ich versucht habe. Ich kann für FT dasselbe sagen wie für Tantalwiderstände: Neutralität und Detailtreue ohne Gift oder Härte. Ich werde nicht sagen, dass sie überhaupt die Besten sind. Ich möchte zum Beispiel unbedingt die berühmten Jensen-Kupferkondensatoren (Papier - Öl) ausprobieren, über die S. Rubtsov und O. Khavin sehr positiv gesprochen haben. Wie wir sagen: „Wenn es Geld gibt, gibt es auch Kupfer und Öl!“

Folgende Kondensatoren wurden getestet: MBM, K40-U9, K73, K71 - alles sehr schlecht! MultiCap RTX und PPFX, Aluminium Jensen (Papier – Öl) 1973, SSG, K31 – passabel, aber nicht mehr.

Der Fehler beim Jensen lag wahrscheinlich daran, dass sie alt und rein elektrisch waren, obwohl sie aus irgendeinem Audio Note herausgerissen wurden.

Wenn Sie planen, einen Verstärker zu bauen, dann empfehle ich dringend, die Kosten für Ausgangsübertrager wie folgt zu planen:

1. Wenn Sie über einen bestimmten Geldbetrag für den Bau eines Verstärkers verfügen und beabsichtigen, ihn mehr oder weniger sofort auszugeben, sollten Sie die Hälfte und nicht weniger für Transformatoren beiseite legen.
2. Wenn Sie planen, über einen längeren Zeitraum (schrittweise Entwicklung) einen bestimmten Betrag auszugeben, erhöhen Sie die Kosten für Transen auf zwei Drittel dieses Betrags. Das Ausgeben wird mit der Zeit einfacher.

Ausgangstransformatoren (oder irgendwelche Transformatoren im Allgemeinen!) sind nie zu gut, es gibt einfach nicht genug Geld. Selbst wenn man billige Hardware in eine gute und „richtige“ Schaltung einbaut, wird kein Wunder geschehen, es wird nicht so gut spielen, wie es könnte. Der Transformator ist das Herzstück des Verstärkers.

Leider hat die seriöse Technologie zur Herstellung hochwertiger Transformatoren, insbesondere für Single-Ended-Verstärker, in den letzten 80 Jahren keine kostengünstigen Lösungen hervorgebracht. Ich rate Ihnen daher nicht, sich mit der Hoffnung zu schmeicheln, in der Küche einen hochwertigen Ausgangstransformator selbst wickeln zu können. Bis Sie damit einigermaßen erträglich werden, haben sich bereits altersbedingte Krankheiten, einschließlich Hörverlust, eingestellt.

Die Herstellung wirklich guter Transformatoren liegt in der Macht gut koordinierter Teams, zum Beispiel unseres einheimischen ERAudio aus Nowosibirsk oder ausländischer Leute aus Tamura-Magnequest-Sowter usw. Gleichzeitig möchte ich Sie noch einmal daran erinnern Der Geschichte zufolge wurden Tango-Transformatoren aufgrund des fortgeschrittenen Alters der japanischen Großväter, die sie hergestellt hatten, nicht mehr hergestellt, da sie ihre gesammelten Erfahrungen nie an die jüngere Generation weitergeben konnten.

Derzeit werden Tango-Transformatoren weiterhin in Japan hergestellt, allerdings von einem anderen „Autorenteam“. Ihr Sortiment hat sich um mehr als zwei Drittel ausgedünnt, teure und hochwertige Einradmodelle sind komplett aus dem Angebot verschwunden. Tango-Transformatoren früherer Jahre werden mittlerweile auch preislich nach und nach zu Antiquitäten. - Ca. Hrsg.

Finale

Wenn die Redaktion es für möglich hält, folgt eine Fortsetzung! In diesem Fall möchte ich den Hintergrund erläutern und mehrere getestete Schaltungsoptionen vorstellen, beispielsweise eine Ausgangsstufenschaltung mit fester Vorspannung. Ich werde auch über die optimale Konfiguration des Verstärkers nachdenken, basierend auf verschiedenen Budgets.

Ich habe es bereits herausgefunden. - Ca. Hrsg.

Tabelle 1

Verstärkerteile
R1	100 k	1/4w	S2-10
R2	33k	2w	Audionotiz Tantal, Riken Ohm, Kiwame, Allen Bradley
R3	2,7 Ohm 2W	S2-10
R4	100 k		ALPS RK40112 „Schwarze Schönheit“
R5	1 m	1/4w	S-2-10, Holco, Audio Note Tantal, Riken Ohm
R6, R7	5 Ohm	5 W	S2-10
R8, R9	15 Ohm	2w
R10	10 Ohm	1w	Audionotiz tantal, Riken Ohm, Allen Bradley
Kondensatoren
C1, C2	100 + 100 µF x 500 V		Schwarzes Tor WKZ
C3, C4	0,22 µF x 600 V		FT-2 Fluorkunststoff
C5	0,47 uF x 200 V		MultiCap RTX
C6, C7	100 + 100 µF x 500 V		Schwarzes Tor WKZ
Lampen
VL1	6C17K-V		Cermet-Triode
VL2	2C4C		direkt beheizte Triode
Wickeleinheiten
Dr1 - 10 Windungen Jensen-Draht 0,8 mm (Silber, Monocore), Wickeldurchmesser 5 mm
T1 - Tango X5-S

Schematische Diagramme zweier Versionen eines solchen Verstärkers sind in Abbildung 2.7 dargestellt. Sie sind im Wesentlichen eine Wiederholung der Schaltung des nun zerlegten Transistorverstärkers. Nur auf ihnen werden die Details der Teile angegeben und drei zusätzliche Elemente eingeführt: R1, SZ und S1. Widerstand R1 – Last der Quelle der Audiofrequenzschwingungen (Detektorempfänger oder Tonabnehmer); SZ – Kondensator, der den Lautsprecherkopf B1 bei höheren Schallfrequenzen blockiert; S1 – Netzschalter. Im Verstärker in (Abb. 2.7, a) arbeiten Transistoren der p-n-p-Struktur, im Verstärker in (Abb. 2.7, b) - in der n-p-n-Struktur. In dieser Hinsicht ist die Schaltpolarität der sie versorgenden Batterien unterschiedlich: Den Transistorkollektoren der ersten Version des Verstärkers wird eine negative Spannung zugeführt, und den Transistorkollektoren der zweiten Version wird eine positive Spannung zugeführt. Auch die Polarität beim Einschalten von Elektrolytkondensatoren ist unterschiedlich. Ansonsten sind die Verstärker genau gleich.

Abbildung 2.7 – Zweistufige Niederfrequenzverstärker auf Transistoren der p-n-p-Struktur (a) und auf Transistoren der n-p-n-Struktur (b).

In jeder dieser Verstärkeroptionen können Transistoren mit einem statischen Stromübertragungskoeffizienten h21e von 20 - 30 oder mehr betrieben werden. In der Vorverstärkungsstufe (zuerst) muss ein Transistor mit einem großen Koeffizienten h21e installiert werden. Die Rolle der Last B1 der Ausgangsstufe kann von Kopfhörern, einer DEM-4m-Telefonkapsel, übernommen werden.

Zur Stromversorgung des Verstärkers wird eine 3336L-Batterie (im Volksmund als Quadratbatterie bezeichnet) oder ein Wechselstromnetzteil verwendet. Montieren Sie den Verstärker auf einem Steckbrett vor und übertragen Sie seine Teile dann auf die Leiterplatte, wenn Sie einen solchen Wunsch haben. Montieren Sie zunächst nur die Teile der ersten Stufe und des Kondensators C2 auf dem Steckbrett. Schalten Sie den Kopfhörer zwischen dem rechten (gemäß Diagramm) Anschluss dieses Kondensators und dem geerdeten Leiter der Stromquelle ein. Wenn Sie nun den Eingang des Verstärkers mit den Ausgangsbuchsen beispielsweise eines auf einen Radiosender abgestimmten Detektorempfängers verbinden oder eine andere Quelle mit schwachem Signal daran anschließen, wird der Ton einer Radiosendung oder ein Signal von der Die angeschlossene Quelle wird auf den Telefonen angezeigt.

Auswahl des Widerstandswerts des Widerstands R2 (das gleiche wie beim Einstellen der Betriebsart eines Einzeltransistorverstärkers. In diesem Fall sollte das an den Kollektorkreis des Transistors angeschlossene Milliamperemeter einen Strom von 0,4 - 0,6 mA anzeigen. Mit einer Leistung Bei einer Quellenspannung von 4,5 V ist dies die günstigste Betriebsart für diesen Transistor. Dann werden die Teile der zweiten (Ausgangs-)Stufe des Verstärkers montiert, die Telefone werden an den Kollektorkreis seines Transistors angeschlossen. Jetzt sollten die Telefone ertönen viel lauter. Möglicherweise klingen sie noch lauter, nachdem der Kollektorstrom durch Auswahl des Widerstands R4 Transistor 0,4 - 0,6 mA eingestellt wurde. Sie können es auch anders machen: Montieren Sie alle Teile des Verstärkers, wählen Sie die Widerstände R2 und R4 aus, um die empfohlenen Modi einzustellen die Transistoren (basierend auf den Strömen der Kollektorkreise oder den Spannungen an den Kollektoren der Transistoren) und prüfen erst dann deren Funktion zur Tonwiedergabe. Dieser Weg ist technischer. Und für einen komplexeren Verstärker ist er der einzig richtige . Und wenn die Stromübertragungskoeffizienten ihrer Transistoren ungefähr gleich sind, dann sollte die Lautstärke der Telefone und der Verstärkerlasten gleich sein. Bei einer DEM-4m-Kapsel, deren Widerstand 60 Ohm beträgt, muss der Ruhestrom des Kaskadentransistors (durch Verringerung des Widerstandswerts von Widerstand R4) auf 4 - 6 mA erhöht werden.

Das schematische Diagramm der dritten Version eines zweistufigen Verstärkers ist in (Abb. 2.8) dargestellt. Die Besonderheit dieses Verstärkers besteht darin, dass in seiner ersten Stufe ein Transistor der p-n-p-Struktur und in der zweiten ein n-p-n-Struktur arbeitet. Darüber hinaus ist die Basis des zweiten Transistors mit dem Kollektor des ersten nicht über einen Übergangskondensator wie beim Verstärker der ersten beiden Optionen, sondern direkt oder, wie man auch sagt, galvanisch verbunden. Bei einer solchen Verbindung erweitert sich der Frequenzbereich verstärkter Schwingungen und der Betriebsmodus des zweiten Transistors wird hauptsächlich durch den Betriebsmodus des ersten bestimmt, der durch Auswahl des Widerstands R2 eingestellt wird. Bei einem solchen Verstärker ist die Last des Transistors der ersten Stufe nicht der Widerstand R3, sondern der Emitter-pn-Übergang des zweiten Transistors. Der Widerstand wird nur als Vorspannungselement benötigt: Der an ihm erzeugte Spannungsabfall öffnet den zweiten Transistor. Wenn es sich bei diesem Transistor um Germanium (MP35 - MP38) handelt, kann der Widerstandswert des Widerstands R3 680 - 750 Ohm betragen, und wenn es sich um Silizium handelt (MP111 - MP116, KT315, KT3102) - etwa 3 kOhm.

Leider ist die Stabilität eines solchen Verstärkers bei Änderungen der Versorgungsspannung oder der Temperatur gering. Ansonsten gilt für diesen Verstärker alles, was zu den Verstärkern der ersten beiden Optionen gesagt wurde. Können Verstärker mit einer 9-V-Gleichstromquelle betrieben werden, beispielsweise mit zwei 3336L- oder Krona-Batterien, oder umgekehrt mit einer 1,5-3-V-Quelle – mit einer oder zwei 332- oder 316-Zellen? Natürlich ist es möglich: Bei einer höheren Spannung des Netzteils sollte die Last des Verstärkers – der Lautsprecherkopf – lauter klingen, bei einer niedrigeren Spannung – leiser. Gleichzeitig sollten sich aber die Betriebsarten der Transistoren etwas unterscheiden. Darüber hinaus müssen bei einer Versorgungsspannung von 9 V die Nennspannungen der Elektrolytkondensatoren C2 der ersten beiden Verstärkeroptionen mindestens 10 V betragen. Sofern die Verstärkerteile auf einem Steckbrett montiert sind, kann dies alles leicht überprüft werden experimentell untersucht und die entsprechenden Schlussfolgerungen gezogen werden können.

Abbildung 2.8 – Verstärker mit Transistoren unterschiedlicher Struktur.

Die Montage der Teile eines etablierten Verstärkers auf einer festen Platine ist keine schwierige Aufgabe.

In diesem Buch werden die Merkmale von Schaltungslösungen besprochen, die bei der Herstellung von Miniatur-Transistor-Funkübertragungsgeräten verwendet werden. Die entsprechenden Kapitel informieren über die Funktionsweise und Funktionsmerkmale einzelner Einheiten und Kaskaden, Schaltpläne sowie weitere Informationen, die für den eigenständigen Aufbau einfacher Funksender und Funkmikrofone erforderlich sind. Ein separates Kapitel ist der Betrachtung praktischer Designs von Transistor-Mikrotransmittern für Kommunikationssysteme mit kurzer Reichweite gewidmet.

Das Buch richtet sich an beginnende Funkamateure, die sich für die Merkmale von Schaltungsdesignlösungen für Einheiten und Kaskaden von Miniaturtransistor-Funkübertragungsgeräten interessieren.

Bei Miniaturtransistor-Funkübertragungsgeräten ist es häufig erforderlich, eine große Verstärkung eines Niederfrequenzsignals zu erzielen, was den Einsatz von zwei oder mehr Verstärkungsstufen erfordert. In diesem Fall führt der Einsatz mehrstufiger kapazitiv gekoppelter Mikrofonverstärker, deren jede Stufe auf Basis der betrachteten Schaltungen aufgebaut ist, nicht immer zu zufriedenstellenden Ergebnissen. Daher haben sich Schaltungslösungen für Mikrofonverstärker mit direkter Kopplung zwischen Kaskaden in Miniatur-Funksendegeräten durchgesetzt.

Solche Verstärker enthalten weniger Teile, haben einen geringeren Energieverbrauch, sind einfach zu konfigurieren und reagieren weniger kritisch auf Änderungen der Versorgungsspannung. Darüber hinaus haben Verstärker mit direkter Kopplung zwischen den Stufen eine gleichmäßigere Bandbreite und nichtlineare Verzerrungen können minimiert werden. Einer der Hauptvorteile solcher Verstärker ist ihre relativ hohe Temperaturstabilität.

Allerdings kann eine hohe Temperaturstabilität, wie auch die anderen oben aufgeführten Vorteile von Verstärkern mit direkter Kopplung zwischen den Stufen, nur durch die Verwendung einer tiefen negativen Gleichstromrückkopplung erreicht werden, die vom Ausgang zur ersten Stufe des Verstärkers zugeführt wird. Bei entsprechendem Schaltungsaufbau werden Stromänderungen, die sowohl durch Temperaturschwankungen als auch aus anderen Gründen verursacht werden, durch Folgestufen verstärkt und in dieser Polarität dem Verstärkereingang zugeführt. Dadurch kehrt der Verstärker in seinen ursprünglichen Zustand zurück.

Ein schematisches Diagramm einer der Varianten eines zweistufigen Mikrofonverstärkers mit direkter Kopplung zwischen den Stufen ist in Abb. dargestellt. 2.11. Bei einer Versorgungsspannung von 9 bis 12 V und einer maximalen Eingangsspannung von 25 mV kann der Ausgangsspannungspegel im Frequenzbereich von 10 Hz bis 40 kHz 5 V erreichen. In diesem Fall überschreitet die Stromaufnahme 2 mA nicht.

Reis. 2.11. Schematische Darstellung eines Mikrofonverstärkers mit direkter Kopplung zwischen den Stufen (Option 1)

Das vom Mikrofon VM1 erzeugte Niederfrequenzsignal wird über den Isolationskondensator C2 dem Eingang der ersten Verstärkerstufe am Transistor VT1 zugeführt. Der Kondensator C1 filtert unerwünschte Hochfrequenzkomponenten des Eingangssignals. Über den Widerstand R1 wird dem Elektretmikrofon VM1 Versorgungsspannung zugeführt.

Das verstärkte Signal von der Kollektorlast des Transistors VT1 (Widerstand R2) wird direkt der Basis des Transistors VT2 zugeführt, auf der die zweite Verstärkerstufe aufgebaut ist. Von der Kollektorlast dieses Transistors gelangt das Signal über den Trennkondensator C4 zum Ausgang des Verstärkers.

Es ist zu beachten, dass der Widerstand R2, der als Lastwiderstand im Kollektorkreis des Transistors VT1 verwendet wird, einen relativ hohen Widerstand aufweist. Dadurch ist die Spannung am Kollektor des Transistors VT1 recht niedrig, sodass Sie die Basis des Transistors VT2 direkt mit dem Kollektor des Transistors VT1 verbinden können. Der Widerstandswert des Widerstands R6 spielt auch eine wichtige Rolle bei der Wahl der Betriebsart des Transistors VT2.

Zwischen dem Emitter des Transistors VT2 und der Basis des Transistors VT1 ist ein Widerstand R4 geschaltet, der das Auftreten einer negativen Gleichstromrückkopplung zwischen den Kaskaden gewährleistet. Dadurch wird die Spannung an der Basis des Transistors VT1 über den Widerstand R4 aus der am Emitter des Transistors VT2 anliegenden Spannung gebildet, die wiederum entsteht, wenn der Kollektorstrom dieses Transistors durch den Widerstand R6 fließt. Bei Wechselstrom wird der Widerstand R6 durch den Kondensator C3 überbrückt.

Wenn aus irgendeinem Grund der durch den Transistor VT2 fließende Strom zunimmt, steigt die Spannung an den Widerständen R5 und R6 entsprechend an. Infolgedessen erhöht sich dank des Widerstands R4 die Spannung an der Basis des Transistors VT1, was zu einem Anstieg seines Kollektorstroms und einem entsprechenden Anstieg des Spannungsabfalls am Widerstand R2 führt, was zu einer Verringerung der führt Spannung am Kollektor des Transistors VT1, mit dem die Basis des Transistors VT2 direkt verbunden ist. Eine Verringerung des Spannungswerts an der Basis des Transistors VT2 führt zu einer Verringerung des Kollektorstroms dieses Transistors und einer entsprechenden Verringerung der Spannung an den Widerständen R5 und R6. Gleichzeitig sinkt die Spannung an der Basis des Transistors VT1, dieser Transistor schaltet ab und arbeitet wieder im normalen, ursprünglich eingestellten Modus. Dadurch werden die Ströme und Arbeitspunkte der Transistoren VT1 und VT2 stabilisiert. Die Stabilisierungsschaltung funktioniert auf ähnliche Weise, wenn der Kollektorstrom des Transistors VT2 beispielsweise sinken kann, wenn die Umgebungstemperatur sinkt.

Bei Verstärkern mit direkter Kopplung zwischen den Stufen reicht es zum Einstellen des Modus normalerweise aus, den Widerstandswert nur eines Widerstands auszuwählen. In der betrachteten Schaltung wird die Betriebsart durch Auswahl des Widerstandswerts von Widerstand R6 oder Widerstand R2 eingestellt.

Da der Widerstand R3 nicht durch einen Kondensator umgangen wird, kommt es in diesem Verstärker zu einer Wechselstromrückkopplung, was zu einer deutlichen Reduzierung der Verzerrung führt.

Es ist zu beachten, dass bei jeder Änderung des Werts des Widerstands R4 oder des Werts der Verstärkerversorgungsspannung eine Anpassung der Position des Arbeitspunkts erforderlich ist. Eine wichtige Rolle spielt dabei der Widerstand R6, an dessen Stelle bei der Designfindung meist ein Trimmwiderstand eingebaut wird, der für die richtige Wahl des Arbeitspunktes der Transistoren VT1 und VT2 sorgt.

Ein schematisches Diagramm einer anderen Version eines zweistufigen Mikrofonverstärkers mit direkter Kopplung zwischen den Stufen ist in Abb. dargestellt. 2.12. Eine Besonderheit dieser Schaltungslösung im Vergleich zur vorherigen besteht darin, dass die vorgeschlagene Schaltung zur Stabilisierung des Betriebsmodus zwei Rückkopplungsschaltungen vom Ausgang zum Eingang verwendet.

Reis. 2.12. Schematische Darstellung eines Mikrofonverstärkers mit direkter Kopplung zwischen den Stufen (Option 2)

Es ist leicht zu erkennen, dass diese Konstruktion nicht nur die vom Emitter des Transistors VT2 abgenommene Spannung über den Widerstand R4 an die Basis des Transistors VT1 überträgt, sondern auch sicherstellt, dass sich die Emitterspannung des Transistors der ersten Stufe abhängig von der fließenden Strommenge ändert durch die Kollektorlast des Transistors VT2 (Widerstand R6). Der zweite Rückkopplungskreis, der zwischen dem Kollektor des Transistors VT2 und dem Emitter des Transistors VT1 angeschlossen ist, wird durch den parallel geschalteten Widerstand R5 und den Kondensator C3 gebildet. Es ist zu beachten, dass der Wert der oberen Grenzfrequenz des Durchlassbereichs eines bestimmten Mikrofonverstärkers vom Wert der Kapazität des Kondensators C3 abhängt.

Bei einer Versorgungsspannung von 9 bis 15 V und einer maximalen Eingangsspannung von 25 mV kann der Ausgangsspannungspegel des betrachteten zweistufigen Verstärkers im Frequenzbereich von 20 Hz bis 20 kHz 2,5 V erreichen Der Verbrauch überschreitet nicht 2 mA.

Ein schematisches Diagramm einer anderen Version eines Mikrofonverstärkers mit direkter Kopplung zwischen den Stufen ist in Abb. dargestellt. 2.13.

Reis. 2.13. Schematische Darstellung eines Mikrofonverstärkers mit direkter Kopplung zwischen den Stufen (Option 3)

Bei dieser Konstruktion gelangt das vom Mikrofon VM1 erzeugte Signal über den Trennkondensator C1 und den Widerstand R2 zur Basis des Transistors VT1, auf dem die erste Verstärkungsstufe montiert ist. Das verstärkte Signal vom Kollektor des Transistors VT1 wird direkt der Basis des Transistors VT2 der zweiten Verstärkerstufe zugeführt.

Zwischen dem Emitter des Transistors VT2 und der Basis des Transistors VT1 ist ein Widerstand R4 geschaltet, der das Auftreten einer negativen Gleichstromrückkopplung zwischen den Kaskaden gewährleistet. Dadurch wird die Spannung an der Basis des Transistors VT1 über den Widerstand R4 aus der Spannung am Emitter des Transistors VT2 gebildet, die wiederum entsteht, wenn der Kollektorstrom dieses Transistors durch den Widerstand R6 fließt. Bei Wechselstrom wird der Widerstand R6 durch den Kondensator C3 überbrückt.

Das am Kollektor des Transistors VT2 erzeugte Signal wird über den Trennkondensator C4 und das Potentiometer R8 dem Ausgang des Mikrofonverstärkers zugeführt. Um Frequenzverzerrungen im Niederfrequenzbereich zu reduzieren, wird die Kapazität des Isolationskondensators C4 auf 20 μF erhöht. Das Potentiometer R8 dient der Einstellung des Pegels des ausgegebenen Niederfrequenzsignals und hat eine logarithmische Kennlinie (Typ B).

Bei herkömmlichen Verstärkerstufen, bei denen der Transistor in einem Stromkreis mit einem gemeinsamen Emitter verbunden ist, wird die Verstärkung der Stufe hauptsächlich durch die Eigenschaften des Transistors selbst bestimmt. In dieser Schaltung hängt die Verstärkung weitgehend von den Parametern der zweiten Rückkopplungsschaltung ab, die zwischen dem Verstärkerausgang und dem Emitter des Transistors VT1 angeschlossen ist. In der betrachteten Schaltung wird dieser Rückkopplungskreis durch den Widerstand R7 gebildet. Theoretisch wird die Verstärkung K einer zweistufigen Verstärkerstufe mit direkter Kopplung durch das Verhältnis der Widerstandswerte der Widerstände R7 und R3 bestimmt, also nach der Formel berechnet:

KUS = R7/R3.

Für die betrachtete Kaskade beträgt der Koeffizient KUS = 10000/180 = 55,55. Die obige Formel gilt für Verstärkungswerte im Bereich von 10 bis 100. Bei anderen Verhältnissen treten zusätzliche Faktoren in Kraft, die den Verstärkungswert beeinflussen. In Fällen, in denen serielle oder parallele RC-Glieder in den Rückkopplungskreis einbezogen sind, sollten spezielle Berechnungsmethoden verwendet werden.

Betrachtet man die klassischen Schaltungen von Mikrofonverstärkern auf Basis von Bipolartransistoren, kommt man nicht umhin, einen zweistufigen Verstärker zu erwähnen, der auf zwei Bipolartransistoren unterschiedlicher Leitfähigkeit basiert. Ein schematisches Diagramm eines einfachen Mikrofonverstärkers aus NPN- und PNP-Transistoren ist in Abb. dargestellt. 2.14.

Reis. 2.14. Schematische Darstellung eines Mikrofonverstärkers mit Bipolartransistoren unterschiedlicher Leitfähigkeit

Trotz seiner Einfachheit weist dieser Verstärker, der zur Verstärkung von Signalen am Ausgang eines Kondensatormikrofons verwendet werden kann, sehr akzeptable Parameter auf. Bei einer Versorgungsspannung von 6 bis 12 V und einer maximalen Eingangsspannung von 100 mV erreicht der Ausgangsspannungspegel im Frequenzbereich von 70 Hz bis 45 kHz 2,5 V.

Das am Ausgang des Mikrofons VM1 erzeugte Signal wird über den Isolationskondensator C1 der Basis des n-p-n-leitenden Transistors VT1 zugeführt, auf der die erste Verstärkerstufe aufgebaut ist. Die der Basis des Transistors VT1 zugeführte Vorspannung wird von einem Teiler erzeugt, der aus den Widerständen R2 und R3 besteht.

Die Größe des Frequenzgangabfalls eines bestimmten Mikrofonverstärkers im Niederfrequenzbereich hängt weitgehend von der Kapazität des Koppelkondensators C1 ab. Je kleiner die Kapazität dieses Kondensators ist, desto stärker fällt der Frequenzgang ab. Mit dem im Diagramm angegebenen Kapazitätswert des Kondensators C1 liegt die untere Grenze des vom Verstärker wiedergegebenen Frequenzbereichs daher bei einer Frequenz von etwa 70 Hz.

Vom Kollektor des Transistors VT1 wird das verstärkte Signal direkt der Basis des pnp-leitenden Transistors VT2 zugeführt, auf der die zweite Verstärkerstufe aufgebaut ist. Dieser Verstärker verwendet, wie in den zuvor besprochenen Designs, eine Schaltung mit direkter Kopplung zwischen den Stufen. Der hochohmige Widerstand R4 dient als Lastwiderstand im Kollektorkreis des Transistors VT1. Dadurch ist die Spannung am Kollektor des Transistors VT1 relativ klein, wodurch die Basis des Transistors VT2 direkt mit dem Kollektor des Transistors VT1 verbunden werden kann. Der Widerstandswert des Widerstands R7 spielt auch eine wichtige Rolle bei der Wahl der Betriebsart des Transistors VT2.

Das am Kollektor des Transistors VT2 erzeugte Signal wird über den Trennkondensator C4 dem Ausgang des Mikrofonverstärkers zugeführt. Um Frequenzverzerrungen im Niederfrequenzbereich zu reduzieren, wird die Kapazität des Isolationskondensators C4 auf 10 μF erhöht. Das Ausmaß des Rückgangs im Hochfrequenzbereich des vom Verstärker wiedergegebenen Bereichs kann durch eine Verringerung des Lastwiderstands sowie durch die Verwendung von Transistoren mit einer höheren Grenzfrequenz erreicht werden.

Die Verstärkung dieses Verstärkers wird durch das Verhältnis der Widerstände der Widerstände R5 und R6 im Rückkopplungskreis bestimmt. Der Kondensator C3 begrenzt die Verstärkung bei höheren Frequenzen und verhindert so eine Selbsterregung des Verstärkers.

Bei Verwendung eines Kondensatormikrofons muss die zur Stromversorgung erforderliche Spannung an dessen Schaltkreis angelegt werden. Zu diesem Zweck ist im Stromkreis der Widerstand R1 eingebaut, der gleichzeitig als Lastwiderstand für den Mikrofonausgang dient. Bei Verwendung des betreffenden Mikrofonverstärkers mit einem elektrodynamischen Mikrofon kann der Widerstand R1 vom Stromkreis ausgeschlossen werden.

Besonders hervorzuheben sind die Schaltungslösungen zweistufiger Mikrofonverstärker, bei denen die Eingangsstufe aus einem Feldeffekttransistor und die Ausgangsstufe aus einem Bipolartransistor besteht. Ein schematisches Diagramm einer der Varianten eines einfachen Mikrofonverstärkers, der auf Feldeffekt- und Bipolartransistoren basiert, ist in Abb. dargestellt. 2.15. Dieses Design zeichnet sich nicht nur durch einen geringen Rauschpegel und eine relativ hohe Eingangsimpedanz aus, sondern auch durch einen erheblichen Frequenzbereich des verstärkten Signals. Bei einer Versorgungsspannung von 9 bis 12 V und einer maximalen Eingangsspannung von 25 mV kann der Ausgangsspannungspegel im Frequenzbereich von 10 Hz bis 100 kHz 2,5 V erreichen. In diesem Fall überschreitet die Stromaufnahme 1 mA nicht, und der Eingangswiderstand beträgt 1 MOhm.

Reis. 2.15. Schematische Darstellung eines Mikrofonverstärkers mit Feldeffekt- und Bipolartransistoren unterschiedlicher Leitfähigkeit

Das vom Ausgang des Mikrofons VM1 entnommene Signal wird über den Isolationskondensator C1 und den Widerstand R1 dem Gate des Feldeffekttransistors VT1 zugeführt, auf dem die Eingangsverstärkerstufe aufgebaut ist. Der Widerstand R2, dessen Wert den Wert des Eingangswiderstands der gesamten Struktur bestimmt, stellt eine Gleichstromverbindung zwischen dem Gate des Transistors VT1 und dem Gehäusebus her. Bei Gleichstrom wird die Lage des Arbeitspunktes des Transistors VT1 durch die Widerstandswerte der Widerstände R3, R4 und R5 bestimmt. Bei Wechselstrom wird der Widerstand R5 durch die Kondensatoren C2 und C3 überbrückt. Die relativ große Kapazität des Kondensators C2 sorgt für eine ausreichende Verstärkung im unteren Teil des Frequenzbereichs des verstärkten Signals. Der Kapazitätswert des Kondensators C3 sorgt wiederum für eine ausreichende Verstärkung im oberen Teil des Frequenzbereichs.

Das verstärkte Signal wird vom Lastwiderstand R3 entfernt und direkt der Basis des Transistors VT2 mit pnp-Leitfähigkeit zugeführt, auf dem die zweite Verstärkungsstufe erfolgt. Der im Kollektorkreis des Transistors VT2 enthaltene Widerstand R6 ist nicht nur ein Lastwiderstand in der zweiten Verstärkerstufe, sondern auch Teil des Rückkopplungskreises des Transistors VT1. Das Verhältnis der Werte der Widerstände R6 und R4 bestimmt die Verstärkung der gesamten Struktur. Bei Bedarf kann die Verstärkung reduziert werden, indem der Widerstandswert des Widerstands R4 gewählt wird. Das am Kollektor des Transistors VT2 erzeugte Signal wird über den Widerstand R7 und den Trennkondensator C4 dem Ausgang des Mikrofonverstärkers zugeführt.

Ausgangsstufen basierend auf „Zweien“

Als Signalquelle verwenden wir einen Wechselstromgenerator mit einstellbarem Ausgangswiderstand (von 100 Ohm bis 10,1 kOhm) in Schritten von 2 kOhm (Abb. 3). Wenn wir also den VC beim maximalen Ausgangswiderstand des Generators (10,1 kOhm) testen, werden wir den Betriebsmodus des getesteten VC in gewissem Maße näher an einen Stromkreis mit offener Rückkopplungsschleife bringen, und in einem anderen (100 Ohm) - an einen Stromkreis mit geschlossener Rückkopplungsschleife.

Die Haupttypen von zusammengesetzten Bipolartransistoren (BTs) sind in Abb. dargestellt. 4. Am häufigsten wird in VC ein zusammengesetzter Darlington-Transistor verwendet (Abb. 4a), der auf zwei Transistoren gleicher Leitfähigkeit (Darlington „doppelt“) basiert, seltener - ein zusammengesetzter Szyklai-Transistor (Abb. 4b) aus zwei Transistoren unterschiedlicher Leitfähigkeit Leitfähigkeit mit einem aktuellen negativen OS und noch seltener - einem zusammengesetzten Bryston-Transistor (Bryston, Abb. 4 c).
Der „Diamant“-Transistor, eine Art Sziklai-Verbundtransistor, ist in Abb. dargestellt. 4 g. Im Gegensatz zum Szyklai-Transistor ist bei diesem Transistor dank des „Stromspiegels“ der Kollektorstrom beider Transistoren VT 2 und VT 3 nahezu gleich. Manchmal wird der Shiklai-Transistor mit einem Transmissionskoeffizienten größer als 1 verwendet (Abb. 4 d). In diesem Fall ist K P =1+ R 2/ R 1. Ähnliche Schaltungen können mit Feldeffekttransistoren (FETs) erhalten werden.

1.1. Ausgangsstufen basierend auf „Zweiern“. „Deuka“ ist eine Gegentakt-Ausgangsstufe mit Transistoren, die nach einer Darlington-, Szyklai-Schaltung oder einer Kombination davon (Quasi-Komplementärstufe, Bryston usw.) geschaltet sind. Eine typische Push-Pull-Ausgangsstufe basierend auf einem Darlington-Deuce ist in Abb. dargestellt. 5. Wenn die Emitterwiderstände R3, R4 (Abb. 10) der Eingangstransistoren VT 1, VT 2 an entgegengesetzte Leistungsbusse angeschlossen sind, arbeiten diese Transistoren ohne Stromunterbrechung, d. h. im Klasse-A-Modus.

Mal sehen, welche Paarung der Ausgangstransistoren sich für die beiden „Darlingt she“ ergibt (Abb. 13).

In Abb. Abbildung 15 zeigt eine VK-Schaltung, die in einem der professionellen und Onal-Verstärker verwendet wird.

Das Siklai-Schema ist in VK weniger beliebt (Abb. 18). In den frühen Stadien der Entwicklung des Schaltungsdesigns für Transistor-UMZCHs waren quasi-komplementäre Ausgangsstufen beliebt, bei denen der obere Arm nach der Darlington-Schaltung und der untere nach der Sziklai-Schaltung ausgeführt war. Allerdings ist in der Originalversion die Eingangsimpedanz der VC-Arme asymmetrisch, was zu zusätzlichen Verzerrungen führt. Eine modifizierte Version eines solchen VC mit einer Baxandall-Diode, die den Basis-Emitter-Übergang des VT 3-Transistors nutzt, ist in Abb. dargestellt. 20.

Zusätzlich zu den betrachteten „Zweien“ gibt es eine Modifikation des Bryston VC, bei der die Eingangstransistoren Transistoren einer Leitfähigkeit mit dem Emitterstrom steuern und der Kollektorstrom Transistoren einer anderen Leitfähigkeit steuert (Abb. 22). Eine ähnliche Kaskade kann auf Feldeffekttransistoren implementiert werden, beispielsweise auf Lateral-MOSFETs (Abb. 24).

Die Hybrid-Endstufe nach der Sziklai-Schaltung mit Feldeffekttransistoren als Ausgängen ist in Abb. dargestellt. 28. Betrachten wir die Schaltung eines Parallelverstärkers mit Feldeffekttransistoren (Abb. 30).

Als effektive Möglichkeit, den Eingangswiderstand einer „Zwei“ zu erhöhen und zu stabilisieren, wird vorgeschlagen, an ihrem Eingang einen Puffer zu verwenden, beispielsweise einen Emitterfolger mit einem Stromgenerator im Emitterkreis (Abb. 32).

Von den betrachteten „Zweien“ war der Szyklai VK der schlechteste in Bezug auf Phasenabweichung und Bandbreite. Sehen wir uns an, was die Verwendung eines Puffers für eine solche Kaskade bewirken kann. Wenn Sie anstelle eines Puffers zwei parallel geschaltete Transistoren unterschiedlicher Leitfähigkeit verwenden (Abb. 35), können Sie mit einer weiteren Verbesserung der Parameter und einer Erhöhung des Eingangswiderstands rechnen. Von allen betrachteten zweistufigen Schaltungen erwies sich die Szyklai-Schaltung mit Feldeffekttransistoren hinsichtlich der nichtlinearen Verzerrungen als die beste. Sehen wir uns an, was die Installation eines parallelen Puffers an seinem Eingang bewirkt (Abb. 37).

Die Parameter der untersuchten Leistungsstufen sind in der Tabelle zusammengefasst. 1 .

Die Analyse der Tabelle ermöglicht es uns, folgende Schlussfolgerungen zu ziehen:
- Jeder VC von den „Zweien“ auf dem BT als UN-Last ist für die Arbeit in einem High-Fidelity-UMZCH schlecht geeignet.
- Die Eigenschaften eines VC mit Gleichstrom am Ausgang hängen wenig vom Widerstand der Signalquelle ab;
- Eine Pufferstufe am Eingang einer der „Zwei“ des BT erhöht die Eingangsimpedanz, verringert die induktive Komponente des Ausgangs, erweitert die Bandbreite und macht die Parameter unabhängig von der Ausgangsimpedanz der Signalquelle;
- VK Siklai mit DC-Ausgang und parallelem Puffer am Eingang (Abb. 37) weist die höchsten Eigenschaften auf (minimale Verzerrung, maximale Bandbreite, Null-Phasenabweichung im Audiobereich).

Ausgangsstufen basierend auf „Triples“

In hochwertigen UMZCHs werden häufiger dreistufige Strukturen verwendet: Darlington-Triplets, Shiklai mit Darlington-Ausgangstransistoren, Shiklai mit Bryston-Ausgangstransistoren und andere Kombinationen. Eine der derzeit beliebtesten Ausgangsstufen ist ein VC, der auf einem zusammengesetzten Darlington-Transistor aus drei Transistoren basiert (Abb. 39). In Abb. Abbildung 41 zeigt einen VC mit Kaskadenverzweigung: Die Eingangsverstärker arbeiten gleichzeitig auf zwei Stufen, die wiederum jeweils auf zwei Stufen arbeiten, und die dritte Stufe ist mit dem gemeinsamen Ausgang verbunden. Infolgedessen arbeiten Quad-Transistoren am Ausgang eines solchen VC.

Die VC-Schaltung, in der zusammengesetzte Darlington-Transistoren als Ausgangstransistoren verwendet werden, ist in Abb. dargestellt. 43. Die Parameter des VC in Abb. 43 lassen sich deutlich verbessern, wenn man an seinem Eingang eine parallele Pufferkaskade einbaut, die sich bei „Zweien“ bestens bewährt hat (Abb. 44).

Variante von VK Siklai gemäß dem Diagramm in Abb. 4 g mit zusammengesetzten Bryston-Transistoren ist in Abb. dargestellt. 46. In Abb. Abbildung 48 zeigt eine Variante des VC auf Sziklai-Transistoren (Abb. 4e) mit einem Transmissionskoeffizienten von etwa 5, bei der die Eingangstransistoren in Klasse A arbeiten (Thermostatschaltungen sind nicht dargestellt).

In Abb. Abbildung 51 zeigt die VC gemäß der Struktur der vorherigen Schaltung mit nur einem Einheitsübertragungskoeffizienten. Die Übersicht wird unvollständig sein, wenn wir uns nicht mit der Endstufenschaltung mit Hawksford-Nichtlinearitätskorrektur befassen, die in Abb. 53. Die Transistoren VT 5 und VT 6 sind zusammengesetzte Darlington-Transistoren.

Ersetzen wir die Ausgangstransistoren durch Feldeffekttransistoren vom Typ Lateral (Abb. 57).

Anti-Sättigungsschaltungen von Ausgangstransistoren tragen zur Erhöhung der Zuverlässigkeit von Verstärkern bei, indem sie Durchgangsströme eliminieren, die besonders gefährlich sind, wenn Hochfrequenzsignale abgeschnitten werden. Varianten solcher Lösungen sind in Abb. dargestellt. 58. Über die oberen Dioden wird überschüssiger Basisstrom bei Annäherung an die Sättigungsspannung in den Kollektor des Transistors abgeleitet. Die Sättigungsspannung von Leistungstransistoren liegt üblicherweise im Bereich von 0,5...1,5 V, was ungefähr mit dem Spannungsabfall am Basis-Emitter-Übergang übereinstimmt. Bei der ersten Variante (Abb. 58 a) erreicht die Emitter-Kollektor-Spannung aufgrund der zusätzlichen Diode im Basiskreis die Sättigungsspannung um ca. 0,6 V nicht (Spannungsabfall an der Diode). Der zweite Stromkreis (Abb. 58b) erfordert die Auswahl der Widerstände R 1 und R 2. Die unteren Dioden in den Stromkreisen sind so ausgelegt, dass sie die Transistoren bei Impulssignalen schnell ausschalten. Ähnliche Lösungen werden bei Leistungsschaltern verwendet.

Um die Qualität zu verbessern, sind UMZCHs häufig mit einer separaten Stromversorgung ausgestattet, die für die Eingangsstufe und den Spannungsverstärker um 10...15 V erhöht und für die Ausgangsstufe verringert wird. Um einen Ausfall der Ausgangstransistoren zu vermeiden und die Überlastung der Vorausgangstransistoren zu verringern, ist in diesem Fall der Einsatz von Schutzdioden erforderlich. Betrachten wir diese Option am Beispiel der Modifikation der Schaltung in Abb. 39. Wenn die Eingangsspannung über die Versorgungsspannung der Ausgangstransistoren ansteigt, öffnen die zusätzlichen Dioden VD 1, VD 2 (Abb. 59) und der überschüssige Basisstrom der Transistoren VT 1, VT 2 wird auf die Leistungsbusse des übertragen letzte Transistoren. In diesem Fall darf die Eingangsspannung nicht über die Versorgungspegel für die Ausgangsstufe des VC ansteigen und der Kollektorstrom der Transistoren VT 1, VT 2 wird reduziert.

Bias-Schaltungen

Bisher wurde der Einfachheit halber anstelle einer Vorspannungsschaltung im UMZCH eine separate Spannungsquelle verwendet. Viele der betrachteten Schaltungen, insbesondere Ausgangsstufen mit Parallelfolger am Eingang, benötigen keine Vorspannungsschaltungen, was ihr zusätzlicher Vorteil ist. Schauen wir uns nun typische Verschiebungsschemata an, die in Abb. dargestellt sind. 60, 61.

Stabile Stromgeneratoren. In modernen UMZCHs werden häufig eine Reihe von Standardschaltungen verwendet: eine Differentialkaskade (DC), ein Stromreflektor („Stromspiegel“), eine Pegelverschiebungsschaltung, eine Kaskode (mit serieller und paralleler Stromversorgung, letztere wird auch als a bezeichnet). „kaputte Kaskode“), ein stabiler Generatorstrom (GST) usw. Ihr richtiger Einsatz kann die technischen Eigenschaften von UMZCH deutlich verbessern. Wir werden die Parameter der wichtigsten GTS-Schaltkreise (Abb. 62 - 6 6) mithilfe von Modellen abschätzen. Wir gehen davon aus, dass der GTS eine Last der UN ist und parallel zum VC geschaltet ist. Wir untersuchen seine Eigenschaften mit einer Technik, die der Untersuchung von VC ähnelt.

Aktuelle Reflektoren

Die betrachteten GTS-Schaltungen sind eine Variante einer dynamischen Belastung für eine einzyklische UN. In einem UMZCH mit einer Differentialkaskade (DC) nutzen sie zur Organisation einer gegendynamischen Belastung in der UN die Struktur eines „Stromspiegels“ oder, wie er auch genannt wird, eines „Stromreflektors“ (OT). Diese Struktur des UMZCH war charakteristisch für die Verstärker von Holton, Hafler und anderen. Die Hauptschaltungen der Stromreflektoren sind in Abb. dargestellt. 67. Sie können entweder einen Transmissionskoeffizienten von eins (genauer gesagt nahe 1) oder einen größeren oder kleineren Einheitswert (Skalenstromreflektoren) haben. Bei einem Spannungsverstärker liegt der OT-Strom im Bereich von 3...20 mA: Daher werden wir alle OTs bei einem Strom von beispielsweise etwa 10 mA gemäß dem Diagramm in Abb. testen. 68.

Die Testergebnisse sind in der Tabelle aufgeführt. 3.

Als Beispiel für einen echten Verstärker sei die S. BOCK-Leistungsverstärkerschaltung genannt, veröffentlicht in der Zeitschrift Radiomir, 201 1, Nr. 1, S. 5 - 7; Nr. 2, S. 5 - 7 Radiotechnika Nr. 11, 12/06

Ziel des Autors war es, einen Leistungsverstärker zu bauen, der sowohl für die Beschallung des „Raums“ bei festlichen Veranstaltungen als auch für Discotheken geeignet ist. Natürlich wollte ich, dass es in einen relativ kleinen Koffer passt und leicht zu transportieren ist. Eine weitere Voraussetzung hierfür ist die einfache Verfügbarkeit der Komponenten. Um Hi-Fi-Qualität zu erreichen, habe ich mich für eine komplementär-symmetrische Endstufenschaltung entschieden. Die maximale Ausgangsleistung des Verstärkers wurde auf 300 W (an einer 4-Ohm-Last) eingestellt. Bei dieser Leistung beträgt die Ausgangsspannung ca. 35 V. Daher benötigt der UMZCH eine bipolare Versorgungsspannung innerhalb von 2x60 V. Die Verstärkerschaltung ist in Abb. dargestellt. 1 . Der UMZCH verfügt über einen asymmetrischen Eingang. Die Eingangsstufe wird durch zwei Differenzverstärker gebildet.

A. PETROV, Radiomir, 201 1, Nr. 4 - 12